amplificador cascodo multietapa

Diodo MOSFET
ID

Pequeña señal

ID

rD=

1
gm

VD
1/rD = g m
V D = VGS
V T V T + VOV

Entrada: Corriente, ID

Salida: Tensión, VGS

rD

Espejo de Corriente
entrada

salida

I1

A iI1λ

I2

I2

A iI1

M1

M2

+
VO
M2
ohm.

−

M2 en saturación

V OV
I2 =

W 2 /L 2
W 1 /L 1

V OV +V T

I 1 = A iI1

si L 1 = L 2 = L
A i=

VO

W2
W1

I2

ro = rds2 =

1
λI2

Espejo CASCODO
entrada
I1

M3

M1salida
I2

M4

M2

I2

M4 en Ohmica,
M2,
M4
ohm.

M2
en Saturación

V OV

2
ro ≈ gm4rds4rds2 ≈ gmrds

M2, M4
en Saturación
VO

V T +2V OV

Espejo CASCODO de baja tensión
entrada
I1

M3

M1

salida
VC

I2

I2

M4

M2

M2
M2, sat.
M4 M4
ohm. ohm.
V OV

M2, M4
en Saturación
VO

2VOV

V C = V T + 2VOV

- Mayor rango de salida (+VT )

- Peor ro

Amplificador INVERSOR
Vdd
V GS2
M2

vo
vi

C gd1

vo

IDM1

M1
vi

vo

vi
C gs1

V GS1

Baja frecuencia
Zi → ∞
ro = rds1|| rds2 = I (λ 1+λ )
D 1
2
AV = −gm1ro

g m1 v i

r ds1

r ds2

CL

Amplificador INVERSOR
Respuesta en frecuencia

Polo :

roCgd1s − gm1ro
vo
H(s) = =
vi 1 + ro(CL +Cgd1)s

Cero :

s ≈ r−1
oC

L

m1
s = +g
Cgd1

Diagrama de Bode
dB(Av)

Lugar de las raíces

GBW
Polo

Cero

ωp

ωz

log(ω )

ϕ
−180º

−270º
margen
de fase
−360º

Ci =Cgs1 + (1 − AV )Cgd1

(e f ecto Miller)

gm
GBW = |Av||ω p| =
CL

Amplificador CASCODO
ID
vo

vo
io

M2
VC

−gm2 vs2
vi

vi

rds2

vs2
io

M1

Baja frecuencia
ro ≈ gm2 rds2 rds1
AV ≈ −gm1ro = −gm1 gm2 rds1 rds2

g m1 v i

rds1

ro muy grande -> fuente de corriente
ganancia grande ∼ 104

Amplificador CASCODO
Amplificador de alta ganancia

Efecto Miller

Vdd
V BP

M3

vo
ID

V CP

M4

C gd1

vo
VCN

M2

V CN

M2
vi

vi

v d1

M1

M1

C gs1

Efecto Miller reducido:
m1 ≈ −1
AV 1 = vd1 = −gm1ri2 = −g
gm2
i

v

Cin = Cgs1 + (1 − AV 1)Cgd1 = Cgs1 + 2Cgd1 ≈ Cgs1

Amplificador CASCODO PLEGADO
Vdd
I D2 +I D1

M2

V CP
vo

vi

M1

ID2 = ID1 , se puede hacer gm2 > gm1
Mayor consumo de corriente
Mejor polarización (VDS1 grande). Mayor rango de salida

I D2

PAR DIFERENCIAL bipolar
I1

I EE

I2
I2V B1

Q1

Q2

I1

V B2

VEE
I EE

2%IEE
−100mV

I1 = IS exp VB1V−VEE
T
I2 = IS exp VB2V−VEE
T
IEE = I1 + I2
VDIF = VB1 −VB2

























→











+100mV

IEE
I1 = 1+exp(V
DIF /VT )
exp(V

/V )

DIF T
I2 = IEE 1+exp(V
DIF /VT )







 I1 − I2 = IEE tanh VDIF
2V
T

V B1 −VB2

PAR DIFERENCIAL con FETs
I SS
I1

I2

V G1

I2

I1

V G2
V SS
ISS
V G1 −VG2
− 2V
ov

I1 = β2 (VG1 −VSS −VT H )2
I2 = β2 (VG2 −VSS −VT H )2
ISS = I1 + I2
VDIF = VG1 −VG2























→

+ 2V
ov





ISS

I
=

1
2










VDIF
2Vov +

DIF
1 − V2V
ov

2

2

2

VDIF
−VDIF
SS
1
−
+
I
=

2
2
2Vov
2Vov










2


DIF
 I1 − I2 = ISS VVDIF 1 − V2V
ov
ov
I

Vov : Tensión de overdrive cuando VG1 = VG2 , I1= I2 : VOV =

ISS /β

2

Par Diferencial. Transconductor. Distorsión
Vdd
M3

M4

I

Espejo de
corriente

I

1

−I 2

VDIF = Amp sen(ωt)

SS

Amp

I 1 −I2
I1
V I+

M1

− 2V
ov

I2
M2

+ 2V
ov

V I−
−I SS

I SS

VDIF

THD

1 Vov

−28 dB

0.75 Vov

−34 dB

0.5 Vov

−41 dB

0.25 Vov

−54 dB

0.125 Vov

−67 dB

Amplificador Diferencial
Vdd
M3

M4

Espejo de
corriente

Circuito equivalente
para mododiferencial

V I+

VO

I2

M1

M2

M3

r ds4 || rds2

I 1 −I2
I1

Circuito equivalente
para modo común

V I−

vo
v dif

vo
v cm

M1

M1
2 rds5

V BN

M5

I SS

AV,DIF = gm1(rds4|| rds2)
−1/g

AV,CM ≈ 2 r m3 = 2 g −1r
m3 ds5
ds5

(∼ 102)
(∼ 10−2)

AV,DIF
CMRR =
AV,CM

(∼ 104)

Amplificador Diferencial
Rangos de entrada y de salida (todos los transistores en saturación)
VO

Vdd
M3

Vdd
M4
V TN

M1ohm.

Vdd

|VTP |
+|VOV |

|VTP |
Rango de
+|VOV |

entrada en

VO

V OV

M4 ohm.
Rango de
salida

modo común
V I+

M1

V BN

M2

V I−

V CMI −VTN
V CMI

V TN
+2VOV

M5

Vss

M2 ohm.

M5 ohm.
M1 corte

Vss

V DIF

Amplificador Operacional OTA-Miller
Primera etapa

Segunda etapa

Vdd
M3

M4

M6

− Dos etapas: Amplificador diferencial + inversor
CL

V I−

M1

M2

V I+

VO

CC

− Condensador de...